AC-DC开关电源管理芯片，采用原边反馈和副边反馈拓扑结构，应用于适配器、手机充电器等电源供电。其典型规格包含5V/1A、5V/2A，12V/1A、12V/1.5A、12V2A、19V3.4A等，满足六级能效要求。通过限制电源的最大空载功耗，该标准迫使电源制造商降低电源空载时来自市电的输入电流。虽然在待机时限制控制电路的电流能够节省电能，但它也影响了电源从空载迅速过渡到满载的能力，而在这个永远在线的消费电子世界中，这个特性一直被我们视为是理所当然的。

负载瞬态响应时间 – 大信号响应时间和工作电流

负载瞬态响应时间直接影响输出电压的质量;较快的响应速度有助于减少输出电压偏差，而且不必使用多余的输出电容器;较慢的响应速度则反之。使用低功耗控制器时，响应速度通常较慢，从而迫使电源不得不依赖外部组件来响应输出电流的变化。负载瞬态响应时间实际上是控制环路的大信号响应时间，整合了小信号稳定性和一些大信号因素，例如，控制电路能够迅速转换放大器和驱动器的输出。如果器件的转换速率较低，而且小信号带宽也较窄，输出响应负载变化的速度也较慢。

电子器件中的一些基本关系是通用的，虽然这不一定是绝对的。例如，工作电流很小的运算放大器或对比器转换输出的速度与工作电流较大的器件一样快。随着电流的下降，传播时延也会增加，因为用于降低电流的各个级联输入级将增加信号穿过电路的时间。对于AC/DC转换器，输出变压器的反射阻抗所产生的复杂性以及寄生电感的特性增加了分析大信号响应时间的复杂性。通过关注控制器自身能够做什么，而不去考虑主动无源组件的改变，我们就能有最大程度的电源性能提升，并降低工作电流。

负载瞬态响应时间分析

当任何电源的输出电流发生变化时，多个因素将影响电源输出响应负载变化的速度和精度。通过将电源视作一个黑盒子-非理想电源，我们可以分析出是哪些因素决定了响应时间。

。假設这个模型为一黑盒子，其输出电路是一个黑盒子电源，配有一个使用等效串联电阻(ESR)、等效串联电感(ESL)和额定容量建模的输出电容器。根据输出电流的转换速率以及输出电容的ESR和ESL，由于电流的瞬时增加导致输出电压迅速下降。电压瞬时下降的原因是输出电容的ESR，而这个初始尖峰的恢复特性则取决于ESL

合理选择ESR和ESL较低的旁路电容能够将这个初始尖峰趋近于零。一旦输出电容开始向输出端提供电流，电压将根据输出电流和输出总电容下降(dV = (I/C)*dt)。输出电压的下降幅度完全取决于电源响应变化并开始向输出电容器和负载提供电流的时间(dt)。一旦开始向输出端提供电流，输出电容将充至标称输出电压，并提供一个较小的输出偏移量。这个输出偏移量通常被称为负载调整率，而且通常取决于控制环路的增益特性。系统中的增益越大，对负载的电压输出精度就越高。

反激式转换器中所使用的控制器可以是模拟或数字控制器。这两种技术均用于完成相同的功能，但所采用的方法截然不同。模拟控制器使用模拟放大器监测来自输出端的反馈，以便生成一个误差信号，然后将其与一个参考信号进行对比，并对输出级进行调制，以使输出电压返回到调节状态。数字电路将模拟反馈信号转换为数字形式，然后将该字与一个已设定的对比点进行对比，再使用比例-积分-微分(PID)过滤器对输出进行调制，以调节输出电压。从黑盒子的角度而言，它们完成了相同的功能，但黑盒子内部却是两个截然不同的世界。

模拟控制器

采用模拟技术的电源控制器已问世数十年。作为一种广为熟悉的技术，模拟控制器的优缺点已经被探讨了很长一段时间。作为任何模拟控制器的核心(图2)，传统的误差放大器的性能取决于偏置电流。虽然的确存在能够以很小的偏置电流实现较高性能的技术，但却要牺牲硅片空间，而这是一个昂贵的代价。但是，一旦你为了遵从严格的最新能效标准而限制了这些模拟控制器的电流，它们的响应时间将会大幅延长。回顾上述的输出负载瞬态响应时间分析以及控制环路的响应时间对输出电压质量的影响，我们可以清楚地看到，环路越快，输出电压的完整性就越高。

数字控制器

数字控制器的功能与模拟控制器相同，但黑盒子里面的某些内容却完全不同。一个典型的数字电源控制器由一个PID过滤器、数字参考、数字脉冲宽度调制(PWM)生成器和输出驱动器构成。它将反馈信号转换为一数字列，然后将该字列与数字参考点进行对比，再使用PID过滤器决定数字化的PWM电路将向主电源设备输出。一个标准的基于PID的数字控制器对复杂变化响应较慢，除非它使用速度极高的ADC和时钟频率极高的数字内核。在负载总是较大的大电流应用中，这种方法是可行的，可以实现很快的响应速度，但在轻载情况下，与模拟控制器类似，简单的数字控制器也会无法满足较高性能。

一个标准的模拟控制器相较于数字控制器，这两个端点电路之间没有理由存在重大的性能差距。但是，数字设计已经发展到这样的程度：可以为控制器设计增添一些模拟控制器难以实现的自由度。与数字PID主控模块并联的额外的模拟或数字电路更可大幅提升电路的性能。单纯的模拟控制器很难实现这一点，因为额外的控制电路会严重破坏频率补偿。在模拟控制器中，一个控制环路本本已很难稳定，多个并联运行的环路需要极为复杂的补偿机制，而为了实现稳定，这通常又会导致不可接受的权衡。不论在DC/DC控制器或AC/DC控制器中，都存在相同的问题。快速动态负载响应所产生的影响

具备快速动态负载响应功能的电源不仅在维持最终应用所需的电压稳定性、规格和性能方面拥有明显优势，而且还能减少维持输出电压所需的大容量电容，从而缩减电路的规模和成本。在要求高性能和低成本、同时要求遵从国际能效标准的典型应用就是用于为智能手机充电的USB兼容输出、並通用于离线输入电压适配器。针对使用USB连接器的电池充电器的USB BC1.2规范定义了一个恒定的DC输出电压在通用AC输入电压范围下运作，以确保使用遵从USB BC1.2规范的适配器的智能手机能够正常工作。该规范还定义了一个恢复时间，即输出从标称的电压降至最低的电压，然后再恢复的时间。输出必须在指定的时间和DC容差内恢复。

表1列出了需要遵从USB BC1.2的规范的规格。响应时间和电压似乎容易实现，尤其相对DC/DC转换器而言，但AC/DC电源必须遵从DoE规范，而这是一个极大的挑战。

电源转换事业群(前iWatt Inc.)出品的iW1760遵从USB BC1.2规范，同时遵从DoE于2014年2月颁布的最新的能效标准以及欧盟颁布的最严格的能效标准“Code of Conduct Version 5, Tier 2”。图4 显示了iW1760在一个10W USB充电应用中的响应时间：输出在6ms内响应了一个2A负载变化，并将输出电压保持在USB BC1.2 AC所要求的范围内，并留出了一些余量。

一个响应速度更快的部件能够以更少的电容实现更短的响应时间，同时满足能效标准的要求。

数字技术正在将掀开一个新的电源设计时代，甚至能为那些不精通电源的设计工程师提供灵活、易用的解决方案。数字电源管理技术领域的进步让快速响应成为可能，并让消费电子应用的电源适配器能够在不牺牲性能的情况下，满足国际能效规定

虽然在AC/DC电源设计中最大化满负载时的电源效率是一个优先考虑的因素，但是待机功耗标准以及新型电源效率标准也隐现出了更多的考虑因素。因此，  除了“高效”这个一般性课题以外，设计人员还正在努力寻找其他方法来最大化端到端的节能。事实上，对于采用 AC  电源适配器的设计来说，节约几毫瓦的功耗是一个特别令人关注的问题，这一问题正在全球引起广泛关注。

准谐振控制、谷值电压转换以及多模运行(即脉冲跳跃模式)都可提供一种解决方案。在本文中，我们将对当今绿色环保型IC控制器中所采用的一些技术进行总结，以最小化转换器整个负载范围内的能源损耗。

限制待机功耗

在包括了智能电子产品和“快速”响应在内的设计思路中，当今的AC/DC电源转换器通常会在待机模式上耗费大量的时间，而且总是存在某种电源漏极。无论我们讨论的是遥控电视机、视频设备、无绳电话或无线路由器的外部低压电源、办公设备(复印机和打印机)还是诸如笔记本电脑的电池充电器，基本上来说这都是同一个问题。各个转换器在待机模式下的实际功耗都是非常低的，通常为  0.3W 到 20W。但是无论待机功耗有多低，如果你将其与所使用的消费类电子工业产品、商业和工业系统的数量相乘以后得到的合计功耗就变的非常大了。

事际上，待机功耗所用的电力在欧盟国家的家庭和办公用电中占到了大约10%，而在美国，待机功耗所用的电力则为总用电量的 4%  左右。诸如能源之星的开发标准主要关注空负载和轻负载时的能源节约、正常运行时的更高效率、更低的总谐波失真 (THD) 并接近单位功率因数  (PF)。上表对外部单电压AC/DC和AC/AC电源的能源之星标准作了总结。

满足标准要求

系统设计人员如何才能满足能源之星和其他正在开发的国际标准呢?他们先后采用了有源钳位和复位技术、转移模式和交错式多相 PFC   技术、脉冲跳跃技术、准谐振控制技术以及谷值电压转换技术。采用准谐振控制、谷值电压转换以及脉冲跳跃技术的反向转换器就是其中的一种最佳的解决方案。

广泛用于消费类电子应用的反向转换器不但成本较低、易于控制，而且还可支持多个输出电压轨(请参见图 1，在此应用中采用了 UCC28600  准谐振芯片)。准谐振控制让软开关的使用变得更轻松，这样不但提高了效率而且节约了能源。   在准谐振运行中，次侧主开关具有非常低的开启电压，当其处于关闭状态时，电源就会再次产生可以为开关电容充电的能源。相反，硬开关拓扑结构中连续和非连续电流模式(CCM 和  DCM)运行的开启损耗非常高。为了在整个负载范围内都实现较好的能源节约的目的，根据负载条件的不同，反向转换器既可以在频率返送 (FFM)  模式下运行，也可以在脉冲跳跃模式下运行。当负载降低时，FFM   电路便立即返回到开关频率下工作，从而降低开关损耗;当负载变得非常轻时，磁滞模式(也称为绿色模式或突发模式)便开始工作以启动脉冲跳跃。脉冲跳跃不但可以降低轻负载和空负载时的开关损耗，而且还可以实现更好的节能效果。     

对于具有前端 PFC 预调节器的应用而言，在非常轻的负载时，关闭PFC运行可节约更多的能源。

电路

准谐振控制是对运行在临界导电模式(CrCM)下采用零电压开关(ZVS)或谷值开关(VVS)技术的反向转换器的描述。ZVS/VVS运行是由反向变压器一次侧绕组电感和一次侧主MOSFET开关(CDS)的总等效电容形成的LC谐振引起的。在谐振开关切换过程中，MOSFET  两端的电压会下降。反向转换器检测到该下降并在谷值点开启一次侧开关。谷值电压开关必须满足两个条件，第一个条件是：Vin≤ N (Vout + VD )

其中，N为变压器匝比。在这种条件下，二次侧反射电压 (reflected secondary voltage)   非常高，足以促使一次侧VDS电压变为0。因此，0V电压就可以将一次侧MOSFET开关开启;第二个条件是：Vin > N(Vout + VD  )，在此条件下，二次侧反射电压不能将VDS电压转为 0V。相反，我们得到了一个“电压谷值”。图 2   显示了准谐振反向转换器的典型VVS运行。如果满足了第一个公式的条件，那么谷值电压就会被扩展到0V。于是，我们就实现了0电压开关。

ZVS/VVS不仅大大节约了能源，而且还提高了效率。对于一个给定的电容而言，开关电源Psw由电容器两端的电压CDS以及开关频率fs决定：Psw = 0.5  CDS VDS2   fs，采用硬转换的反向转换器将在高电压时开启开关，从而获得高压开关电源。在下一个开关周期中，储存在电容器CDS中的能量将由MOSFET通道电阻消耗掉，从而表现为开关功率损耗。这样的功率损耗在离线AC/DC应用中尤其显著，在该应用中高DC链路电压是由整流85-285  VAC线电压引起的。

相反，如果运行在采用谷值开关的准谐振模式下，相同的反向转换器将在较低电压时开启开关。当储存在电容器中的能量被释放并再循环至 (recycle back)  DC链路电容器CBLK，而并非由MOSFET通道电阻消耗掉时，则电压将通过LC谐振被降低。

在通常的反向运行中，从小负载到满负载范围的准谐振控制意味着多模运行模式，以实现最佳的效率。即我们将转换器运行细分为两种模式：具有可变开启时间变化的正常准谐振模式以及前面所提到的具有恒定开启时间的频率返送  (FFM)   模式。例如，一款准谐振控制可能设计用于15%到50%的负载范围内运行，期间其一直处于FFM模式运行。随着负载的降低，频率逐渐下降，从而开关电源损耗进行一步降低。从50%负载到满负载，控制器会随着负载的增加而消减其频率。通常，开关频率被控制在150  kHz以下，以最小化EMI并满足 EMI 要求。

脉冲跳跃

脉冲跳跃(也称为绿色模式或突发模式)在超轻负载时提供了最佳的节能效果。在该负载级别，保持输出电压稳定是较容易的。因此，只有当电压趋于不稳定时才发生开关转换，额外的开关动作只会造成能源浪费。例如，在耗能的缓冲电路中，每个开关周期上都浪费了大量的能量。如果我们使用脉冲跳跃的话，就可以避免这种能源浪费。

只有在输出电压下降至一定阈值以下时，脉冲跳跃才开始进行开关转换。在此期间，一次侧的控制器将一个脉冲群 (pulse packet)   接入到了变压器，从而将输出电压提高至磁滞窗口的上限以保持输出电压稳定，然后开关电路将被开启。当输出电压再一次接近磁滞窗口的下限时，该校正电路就会恢复到工作状态。

在轻负载时关闭PFC以节约能源

功率因数校正(PFC)在轻负载时不能带来实际的好处。从本质上来说，所有电路都有一定的功耗。一款结构合理的反向准谐振控制器可能会含有一个专用引脚，以方便地实施该功能并在预定的负载条件下自动关闭PFC电路。通过添加一个较小的外部电路(包括一个二极管和一个电阻器，例如图1所示的  Ds 和   Rs)，设计人员可以使用状态引脚作为一个指示器，以降低一次侧峰值电流。这种设计技术有助于降低轻负载时的谐波功

耗，从而降低功率损耗。此外，我们还可降低音频噪声。

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电源ic芯片公司。公司资深研发团队将业界先进的设计技术与亚太地区的本土优

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